在电信行业和微波电路设计领域，广泛采用MOS晶体管来控制浪涌电流，以达到电流缓启动的目的。MOS晶体管具有导通电阻Rds_on低、驱动简单的特点，在其周围加几个元件就可以构成慢启动电路。虽然电路比较简单，但只有了解了MOS晶体管的相关开关特性，才能对这个电路有深入的了解。
首先，本文描述了MOSFET的导通过程：
虽然MOSFET广泛应用于开关电源、电机控制等电子系统中，但很多电子工程师并不清楚MOSFET的开关过程，以及开关过程中MOSFET的状态。一般来说，电子工程师通常是基于栅极电荷来理解MOSFET的开关过程，如图1所示，可以在MOSFET数据表中找到。
图1 AOT 460的栅电荷特性
施加于MOSFET D极和S极的电压为VDD。当驱动导通脉冲加到MOSFET的G、S极时，输入电容Ciss充电，G、S极电压Vgs线性上升，达到阈值电压Vgs(th)。在VGS上升到VGS(th)之前，漏极电流Id0A不流动，Vds的电压保持不变。
当Vgs达到Vgs(th)时，漏极开始有电流Id流过，然后Vgs继续上升，Id也逐渐上升，Vds仍然保持VDD。当VGS达到米勒平台电压VGS(pl)时，ID也上升到最大负载电流Id，Vds的电压从VDD开始下降。
在米勒平台期间，ID电流保持Id和Vds电压降低。
在米勒平台结束时，Id电流仍然维持Id，Vds电压降低到更低的值。经过米勒平台后，ID电流仍然维持ID，Vds电压继续下降，但此时下降的斜率很小，所以下降的幅度也很小，最终稳定在Vds=IdRds(on)。所以一般可以认为MOSFET经过米勒的平台后已经基本导通。
对于上述过程，很难理解为什么在米勒平台区Vgs的电压是恒定的。驱动电路仍然向栅极提供驱动电流，并且仍然对栅极电容器充电。为什么栅极的电压不上升？此外，栅极电荷特性对于直观理解MOSFET导通过程并不直观。因此，将基于漏极导通特性来理解MOSFET导通过程。
MOSFET的漏极传导特性和开关过程。
MOSFET的漏极传导特性与三极管相同，如图2所示。MOSFET应用于放大电路时，通常用这条曲线来研究其放大特性，只有三极管用的基极电流、集电极电流和放大倍数，而MOSFET用的是栅极电压、漏极电流和跨导。
图2 AOT 460的漏极传导特性
三极管有三个工作区：截止区、放大区和饱和区，MOSFET对应关断区、恒流区和可变电阻区。注：MOSFET恒流区有时也称为饱和区或放大区。当驱动导通脉冲施加于MOSFET的G极和S极时，Vgs的电压逐渐上升，MOSFET A-B-C-D的导通轨迹如图3中的路径所示。
图3 AOT 460的开启轨迹
导通前，MOSFET的起点位于图3右下角的A点。AOT460的VDD电压为48V，Vgs的电压逐渐增大，Id电流为0，Vgs的电压达到VGS(th)，Id电流从0逐渐增大。
A-B是Vgs的电压从Vgs(th)增加到Vgs(pl)的过程。从A点到B点，可以直观地发现这个过程工作在MOSFET的恒流区，即VGS电压和Id电流自动找到平衡的过程，即VGS电压的变化伴随着Id电流的相应变化，其变化关系为MOSFET的跨导：Gfs=Id/Vgs，跨导可以在MOSFET数据表中找到。
当Id电流达到负载的最大允许电流Id时，对应的栅极电压Vgs(pl)=Id/gFS。因为此时ID电流是恒定的，所以栅极电压Vgs也是恒定的，如图3中的B-C所示。此时，MOSFET处于相对稳定的恒流区，工作在放大器状态。
开机前，Vgd的电压为Vgs-Vds，为负压，进入米勒平台。Vgd负电压的绝对值持续下降。过零后，电流转换成正电压驱动电路的MOSFET流过CGD，扫过米勒电容的电荷，因此栅极的电压基本保持不变。Vds的电压下降到很低值后，米勒电容的电荷基本被扫光，也就是图3中的C点，所以栅极的电压被驱动电流充电。
C-D是可变电阻区，对应的Vgs电压对应某个Vds电压。Vgs电压达到最大值，Vds电压达到最小值。因为ID电流是恒定的，所以Vds的电压是Id和MOSFET导通电阻的乘积。
从MOSFET的漏极导通特性曲线可以直观地理解，MOSFET导通时，过关区、恒流区、可变电阻区的过程就是恒流区，MOSFET工作在放大状态，Id电流是Vgs电压和跨导的乘积。
电路原理的详细描述：
MOS晶体管是一种电压控制器件，其极间电容等效电路如图4所示。
图4。外接电容C2的N型MOS管极间电容等效电路。
MOS管的极间电容、栅漏电容Cgd、栅源电容Cgs和漏源电容Cds可由下式确定：
在公式中，MOS晶体管的反馈电容Crss、输入电容Ciss和输出电容Coss的值可以在MOS晶体管的手册中找到。
电容的充放电速度决定了MOS管的开通和关断速度。Vgs先给Cgs充电，随着Vgs的上升，MOS管从截止区进入可变电阻区。进入可变电阻区域后，Ids电流增加，但Vds电压保持不变。随着Vgs的不断增加，MOS管进入米勒平台区。米勒平台区，Vgs不变，charges充Cgd，Ids不变，Vds继续降低。米勒平台后期，MOS管的Vds很小，MOS进入饱和导通期。为了保证MOS管状态之间的转换是线性的和可预测的，外部电容C2与Cgd并联。如果外接电容C2远大于MOS管内部栅漏电容Cgd，那么内部非线性栅漏电容Cgd在MOS管状态间跃迁中的作用就会减小，密勒平台时间可以增加，电压下降的速度可以减慢。外部电容C2用作积分器，以精确控制MOS管的开关特性。通过控制漏极电压的线性度，可以精确地控制浪涌电流。
电路描述：
图5示出了基于MOS晶体管的自启动有源浪涌电流限制电路。MOS晶体管Q1置于DC/DC电源模块的负电压输入端。在上电瞬间，DC/DC电源模块的第一个管脚的电平与第四个管脚的电平相同，然后控制电路以一定的速率将其降至负电压。电压下降的速度由时间常数C2*R2决定，这个斜率决定了最大浪涌电流。
可以根据以下公式选择C2:
R2由允许的浪涌电流决定：
其中，Vmax是最大输入电压，Cload是C3和DC/DC电源模块的内部电容之和，Iinrush是允许的浪涌电流幅度。
图5有源浪涌电流限制电路
D1是一个齐纳二极管，用于限制MOS晶体管Q1的栅极-源极电压。组件R1，C1和D2是用来确保金属氧化物半导体晶体管Q1保持关闭时，它是通电。具体情况是：
通电后，MOS晶体管的栅极电压会缓慢上升。当栅源电压Vgs达到一定电平时，二极管D2会导通，使得所有电荷对电容C1充电，时间常数为R1C1，栅源电压Vgs会以相同的速度上升，直到MOS晶体管Q1导通产生浪涌电流。
以下公式用于计算C1和R1:
其中，Vth是MOS晶体管Q1的最小阈值电压，VD2是二极管D2的正向导通压降，Vplt是产生I浪涌电流时的栅极-源极电压。Vplt可以在MOS管供应商提供的产品数据中找到。
MOS管选择
这
MOS管必须能够散发导通电阻Rds_on产生的热量，热量消耗的计算公式为：
其中，Idc为DC/DC电源的最大输入电流，Idc由下式确定：
其中Pout为DC/DC电源的最大输出功率，Vmin为最小输入电压，为输入电压为Vmin，输出功率为Pout时DC/DC电源的效率。可在DC/DC电源供应商提供的数据表中找到。MOS晶体管的Rds_on必须非常小，这样它引起的压降与输入电压相比可以忽略不计。
图6。具有75V输入和空载DC/DC输出的有源浪涌电流限制电路的波形。
设计示例
已知：Vmax=72V
Iinrush=3A
选择MOS晶体管Q1作为IRF540S。
二极管D2被选为BAS21。
根据公式(4):C2“1700 pf。选择C2=0.01F；
根据公式(5): R2=252.5kW .选择R2=240kW，选择R3=270 w“R2；
根据公式(7)，C1=0.75F。选择C1=1F；
根据公式(8)，R1=499.5W。选择R1=1kW。
图6示出了图5电路的测量波形，其中DC/DC电源输出是空载的。
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