本文中的超高速电机(UhsM)是指转速超过100 000 r/min或难度值(转速功率的平方根)超过5105的电机。它在20世纪30年代首次应用于离心机，瑞典乌普萨拉大学的Svedberg教授在1937年首次将转速提高到160 000 r/min。超高速同步电机具有体积小、效率高、功率密度高等优点。目前广泛应用于燃料电池空气压缩机、电动涡轮增压器等车辆场合。图1显示了UHSM与国内外主流车辆恒速主驱动电机和辅助驱动电机的速度和功率对比。
图1汽车电机发展趋势
有刷DC电机中的换向器会产生额外的摩擦，限制了其高速应用。感应电机和开关磁阻电机的磁通密度会随着电机体积的减小而减小。因此，为了同时满足高速和小型化的要求，车辆常用的超高速同步电机只有两种：无刷直流电机(BLDC)和永磁同步电机(PMSM)。超高速永磁电机的驱动控制技术仍然遵循电驱动系统的基本控制原理，但其固有的特性使得高速后的控制更加困难。
(1)电路拓扑：车用UhsPM的电感很小，一般在几到几十H的量级，在同一个开关周期内会导致定子电流的谐波，从而造成电机损耗和发热严重，传统的电路拓扑方案不再适用。
(2)电压调制策略：为了保证合适的载波比，车载UhsPM的高基频伴随着功率开关的高频率，与之匹配的控制芯片的采样和工作频率也要提高，以减少控制延迟和离散化误差。但是电机的主控芯片受到计算能力和成本因素的制约，所以要针对不同的电机类型匹配合适的电压调制策略。
(3)无传感器控制：永磁电机必须通过电流控制转子位置信息，而常规的机械式位置传感器在高速工况下精度和可靠性较差，在小体积汽车UhsPM中安装空间有限，因此无传感器控制是研究重点。
图2显示了用于车辆的UhsPM的特征、难点和相应的驱动控制技术方案。本文将依次讨论其电路拓扑、电压调制策略和无传感器控制技术，并通过对该领域研究成果的分类比较，梳理其发展和优化过程。终于，它期待了。
图2车辆超高强度粉末冶金的特点、难点和解决方案
1车辆超高速永磁电机系统的电路拓扑
电压源逆变器(VSI)通常用于为车辆中的永磁电机提供所需的交流电，而电流源逆变器(CSI)由于其良好的短路保护能力而逐渐得到应用。车用UhsPM系统基于不同的逆变器类型，其电路拓扑也多种多样。
1.1典型VSI电路拓扑
典型的VSI电路拓扑必须确保逆变器的开关频率比电机的基频高一个数量级，以抑制由逆变器的开关斩波引起的定子电流谐波。对于基频为1.67 kHz的超高速无轴承永磁电机，傅等人在典型的电路拓扑中使用了开关频率为40 kHz的Sic-MOSFET，但系统最高效率仅为94.3%。这是因为高频开关损耗也会降低逆变器的效率。
在逆变器输出侧增加无源滤波元件也可以抑制电流谐波，比如串联外部电感增加定子绕组的等效电感。赵仁德等人选择串联LC滤波电路，但这使得电机控制系统成为三阶系统，控制更加复杂，必须结合其他谐波抑制方法，如低频电压畸变补偿法。增加无源滤波元件不需要太高的开关频率，但也会增加系统的体积和成本，滤波元件的发热损耗会降低整体效率
的一般典型VSI电路拓扑如图3所示。对于驱动转速超过100 000 r/min的燃料电池空气压缩机的超高速PMSM，目前国内外主流企业大多选择高频Sic-MOSFET方案，如瑞士Celeroton、智展科技、中国Kingston等。
图3典型VSI电路拓扑
1.2两级VSI电路拓扑
两级VSI电路拓扑(图4)通过前级DCDC转换器提供可控的DC电压。VSI可以工作在电机的基频，避免了逆变器开关斩波器产生的电流谐波，降低了开关损耗。
图4两级VSI电路拓扑
前级Buck电路VSI电路拓扑可以为逆变器提供稳定的DC母线电压，该电压可以根据控制要求而变化。由于燃料电池的伏安特性比较软，随着负载的增加输出电压下降明显，所以这种拓扑非常适合。此外，前级Boost电路拓扑可用于DC母线电压较低的场合；前级Buck-Boost电路拓扑通过将逆变器工作模式改为同步整流，使电机工作在制动能量再生模式，非常适合集成能量回收功能的混合动力汽车电动涡轮增压器。
两级VSI电路拓扑能有效抑制电流谐波，可用于母线电压波动较大的燃料电池空气压缩机，也可用于母线电压固定的电动涡轮增压器。因为需要同时控制逆变器和DCDC变换器，所以控制结构和算法复杂。
1.3多级VSI电路拓扑
与两电平VSI相比，多电平VSI输出电压更高，谐波抑制效果更好，能够满足高电压、大功率的要求。这是目前适用于车用超高速永磁同步电机的一种新型电路拓扑。
在具有宽输入电压范围和低电压启动要求的燃料电池空气压缩机的情况下，Antivachis等人[提出，在高开关频率和电机基频下工作的两个VSI电路拓扑应当串联在转速为220 000 r/min的开路绕组超高速PMSM的两端。如图5所示，电机驱动系统可以直接连接到燃料电池，无需DCDC转换器。这种电路拓扑可以产生三电平电压输出，最大电压矢量的幅值是标准VSI电压矢量的两倍。因此，DC母线电压可以减半，从而降低开关应力和开关损耗，但产生的零序电流会增加电机损耗。电机的相电压质量也可以通过并联两个工作在电机基频的VSI来改善，使用耦合电感形成12级模块化电路拓扑。
图5适用于开绕组超高速永磁电机的多电平VSI电路拓扑
多电平VSI电路拓扑具有良好的谐波抑制效果和较低的开关频率，但其硬件电路和控制策略较为复杂，技术难度大，可靠性低，目前应用较少。
1.4两级CSI电路拓扑
在典型的CSI电路拓扑中，逆变器DC侧串联一个大电感实现储能和短路限流，输出侧并联一个去耦电容抑制高频电流纹波。然而，这些无源器件降低了系统的功率密度和效率，因此有必要改进用于车辆的高度小型化的UhsPM。
王晓林等人提出了一种混合两级CSI电路拓扑，用于转速为550 000 r/min的超高速PMSM。前级是一个降压电路，带有一个宽带隙器件来调节定子电流幅度，后级开关器件只需工作在电机的基频，就能调节定子电流相位，如图6所示。但解耦电容和电机电感之间容易形成LC谐振，导致系统不稳定。因此，必须设计额外的谐振抑制策略。在此基础上，准CSI电路拓扑在逆变桥和Buck电路之间增加了一个旁路二极管，避免了逆变功率开关换向引起的电流尖峰，从而消除了去耦电容，提高了系统效率。
图6两级CSI电路拓扑
两级CSI电路拓扑可以保证逆变器的开关频率为基频
2.1脉冲幅度调制
通常，脉冲幅度调制(PAM)在前置降压电路的两级电路拓扑中实现。通过调节Buck电路功率开关的占空比，调节DC母线电压的幅值，进而调节母线电流，最后调节电机相电流和电机转速。反向逆变电路的开关频率是电机完成方波调制的基频。
PAM多采用转速和DC母线电流多环反馈控制策略，其控制框图如图7所示。将转速环的输出设定为母线电流的参考值，由电流环控制器产生前置Buck电路的开关占空比。在超高速BLDC中，可以构建转矩闭环来提高响应速度，但需要3-4个电流传感器来实现三相电流的实时调节，硬件成本较高。在张采用基于单个电流传感器的三相电流重构策略之前，只需要一个电流传感器。但在高速时，由于换相点的滞后会出现非导通相续流的问题，这可以通过提前补偿换相的方法来解决。
图7 PAM控制框图
PAM调制时超高速BLDC的仿真波形如图8所示。可以看出，电流谐波抑制效果显著，缩短了电流换向时间，提高了电机的稳态性能。
图PAM调制时超高速BLDC相电流和相电压仿真波形
2.2脉宽调制
基于典型VSI电路拓扑的超高速PMSM主要采用脉宽调制技术，而空间矢量脉宽调制技术由于具有数字控制器易于实现、母线电压利用率高等优点，所以应用最多。
Kim等人指出，当超高速PMSM的速度超过50 000 r/min时，铁损会必须重新构建考虑铁损的电机模型，以实现矢量控制。为了保证电机高速运行，有必要进行弱磁控制。适用于图5所示三电平电路拓扑的换向器六边形中心PWM调制策略可以将谐波电压降低一半。李等提出的最优PWM调制策略可以保证在整个调制指数范围内谐波畸变率最小，但其母线电压利用率略低于SVPWM策略。
Schwager等人比较了50 000-200 000 r/min车辆使用PWM和PAM调制策略时的UhsPM损失。一般来说，在PWM和PAM调制策略下，随着电机转速的提高，电机本身的损耗也随之增加。采用PWM调制时，开关频率越高，谐波抑制效果越好，电机损耗越低，但逆变器损耗越高。采用PAM调制时，开关频率保持在电机的基频，逆变器损耗低。
2.3混合调制
不同的调制策略在电机的不同转速范围内有不同的性能，因此也有学者在研究混合调制，以保证UhsPM在宽转速范围内的调速能力。
在电机的启动阶段和低速运行时，SVPWM调制策略可以改善启动性能；当转速上升到足以抵消DC母线电压的反电动势时，采用PAM控制来获得可调的DC母线电压。因此，常用的混合调制策略是：低速SVPWM和高速PAM。虽然低速SVPWM和高速方波调制也能满足全速域的调速能力，但方波调制中电流谐波较大，导致UhsPM损耗较大，系统整体效率较低。由于SVPWM在电周期内需要连续的位置信息，而PAM调制和方波调制只需要6个换相时刻的位置信息，因此适用于混合调制策略电机全速域的位置估计方法必须兼顾统一性和差异性。
虽然混合调制可以确保全速域的良好性能，但不同的调制策略需要不同的开关频率来提升硬件挑战。开关策略会导致电压和电流的剧烈抖动。表1比较了不同的电压调制策略。
表1车辆超高速永磁电机电压调制策略比较
超高转速的无传感器控制
对于超高速BLDC，换向过程可以通过检测反电动势的过零点来实现。对于超高速PMSM，反电动势信号包含位置信号，因此通过观测器设计可以获得精确的反电动势信号。
3.1.1反电动势过零点检测
高速BLDC非导通相反电动势信号的30相位滞后为电流换相点，电流换相过程如图10所示。当非导通相端电压达到母线电压的一半时，可以判断反电动势过零。
图10反电动势过零点检测和电流换向过程
这种方案需要低通滤波器和分压电路来滤除端电压，但低通滤波器引起的相位滞后、定子电阻和分压电路引起的压降必然会导致换相误差。文献[44]中提出基于换相前后电流幅值变化的G函数换相阈值闭环校正，可以实现电机高速时的精确换相。李等人通过检测线路反电动势的过零点可以直接获得换相时刻，通过两级换相误差补偿的方法保证了在全速范围内的高可靠性。电机快速加减速瞬间换相位置的优化、换相区域的过零屏蔽以及电压峰值脉冲引起的伪过零的判别也是研究热点。
3.1.2反电动势观测方法
反电动势观测法一般用于超高速PMSM的位置估计。公式(1)是反电动势在-坐标系中的表达式，通过公式(2)的反正切计算可以得到转子位置信息。
其中：f为永磁磁链；e是电角速度。
与滑膜观测器[47]相比，用菱格观测器[14]观测超高速隐极反电动势得到的位置估计误差更小，因为逆变器和永磁气隙的非线性会使滑膜观测到的反电动势中产生更大的谐波分量[48]，所以宋等[37]通过同步频率滤波器(SFF)对滑膜估计的反电动势进行滤波。极超高速PMSM的反电动势观测方法一般基于扩展反电动势[34，49]。
反电动势与电机转速成正比，所以当电机低速时，反电动势直接法的位置估计误差较大。反电动势的过零检测需要电机的中性点得到非导通相的端电压。目前电机厂出于成本考虑，很少提供电机的中性点。反电动势观测法对电机参数变化敏感，高基频特性对其控制时序有严格要求，如图11所示。
图11超高速PMSM的控制时序
3.2间接反电动势法
基于反电动势的间接法不是直接检测反电动势，而是通过相应的处理获得转子位置信息，一般用于超高速BLDC。
3.2.1三次谐波反电动势法
虚拟中性点S可以通过在逆变器和超高速BLDC之间星形连接三个阻值相同的电阻得到，如图12所示。S和电机中性点N之间的电压USN可用于检测转子位置信息，如公式(3)所示。
图12超高速BLDC驱动系统示意图
通过提取三次谐波反电动势E3，可以得到与反电动势同频率的过零点。所以理论上通过检测USN的过零点，滞后30就可以得到换相点。而高速范围内的宽电压脉冲使电流换相明显滞后，沈等提出的可控超前换相方法可以很好地解决这一问题。因为即使在电机低速运行时也可以检测到E3，所以这种方法可以带来良好的起动性能。
对三次谐波电压进行积分可以得到三次谐波磁通3，3的过零点发生在电流换相的每一个瞬间，所以换相过程可以不需要过零点的相位滞后操作就可以完成，但需要妥善处理积分带来的严重位置误差。超高速BLDC的相关仿真波形为s
DC母线中点电压点M和S之间的电压USM的频率也是电机基频的三倍，其幅值比USN大，更容易检测。如果不考虑换相引起的电压脉冲过零点，USM和三次谐波反电动势的过零点是相同的，所以这种方法称为虚拟三次谐波反电动势法，但是信号处理电路也必须设计成滤除高频噪声。为了提高控制精度，文献[38]采用SFF提取USM的基波，基于二阶广义积分器产生反电动势。最后，引入正交锁相环得到的转子位置信息误差仅为1。
这种方法在一个旋转周期内只提供六个转子位置点，对于超高速PMSM的控制是完全不够的。因此，文献[53]提出了一种基于N等分锁相环的方法，通过虚拟三次谐波反电动势的正负过零点产生虚拟霍尔信号，在一个电周期内分成N等份，由DSP对等份进行计数，得到准确位置。
反电势间接法适用于从低速到高速的全速度范围，但不同的负载条件、工作温度变化等非理想因素会导致固有的换相误差，因此需要额外的换相补偿。
3.3定子通量估算方法
反电动势积分得到的磁链信号的过零点延迟90，刚好得到超高速BLDC的电流换向时刻。高速PMSM在-坐标系下的磁链观测方程如式(4)所示，其中us和is分别为定子电压和电流矢量，rs和L分别为定子电阻和电感。转子位置可以通过反正切计算获得，如等式(5)所示。
Tanaka等人采用全通滤波器和带通滤波器相结合的方法来估计磁链，可以实现瞬时位置估计误差在5以内。而基于-坐标系的磁链估计在高速阶段存在离散误差，因此将该方法应用于文献[55]中估计的旋转d-q坐标系(坐标系)，实现连续时域的精确位置估计。此外，基于扩展磁链的位置估计可以很好地应用于凸极超高速PMSM。
定子磁链估计方法也适用于从低速到高速的全速度范围，但受逆变器非线性和磁场空间谐波影响较大。扩展磁链法可以实现电流环设计的解耦，在低速时比其他方法更可靠。
3.4高频注射法
以上方法都是基于电机的数学模型，受模型精度影响很大。因此，基于电机凸极效应的高频注入法也受到一些学者的青睐。
徐波等人将高频正弦电压信号注入超高速PMSM的D轴，通过对Q轴高频电流响应进行调幅和低通滤波，在电机额定转速6%的低速范围内获得准确的位置信息。但是软件的高频注入会增加芯片的计算负担。Tysz等人[58]采用全硬件方式在超高速永磁电机中性点与a相端子之间注入高频正弦电流信号。通过检测其他两相之间的差分电压信号，经带通滤波和矩形振幅解调获得平均误差为2.3的转子位置信息。这种方法也适用于低凸极比的无槽电机，但用全硬件方法实现起来比较复杂。
高频注入法多用于电机零速和极低速运行时的位置估计。当电机高速运行时，电机的基频电流和高频响应电流会混在一起，影响控制稳定性。实际上，对于超高速PMSM驱动的燃料电池空气压缩机和电动涡轮增压器，最低工作转速一般为30 000 r/min，在低速范围内可以采用简单的开环控制，如I/F控制和V/F控制。表2总结了车辆UhsPM的无传感器控制技术。
表2超高速永磁无传感器控制技术综述
(1)电路拓扑元件的升级
随着基频的提高，开关器件的频率应进一步提高，以保证合适的载波比。GaN等先进功率半导体技术的应用不仅可以满足高开关频率的要求，还可以降低无源器件的体积和成本。同时，高开关损耗和高电磁干扰的研究以及电路拓扑的整体集成设计也是重点。
(2)控制策略的优化
目前，高性能的电机低速无传感器控制仍然是一大难点。考虑到成本、电磁干扰、开关损耗和芯片计算能力等因素，开关器件的频率可以随着电机基频的增加而无限增加，因此低载波比(N10)条件下无传感器控制的研究变得同样重要。此外，在保证性能可靠的情况下，应尽可能简化控制策略。
(3)准确识别电机参数
高速运行造成电机温升严重，导致定子电阻、电感、永磁磁通等重要参数发生变化，影响电机控制的精度和可靠性。采用离线参数辨识和在线参数辨识的方法，准确辨识出控制用电机参数具有重要意义。为了保证电机稳定可靠的运行，准确的电机参数变化还可以用于状态监测和故障诊断。审计郭婷
标签：电机超高速电路